Obvod korekce účiníku (PFC) - výuka

Příspěvek podrobně popisuje různé metody konfigurace obvodu pro korekci účiníku nebo obvodu PFC v designech SMPS a vysvětluje možnosti osvědčených postupů pro tyto topologie tak, aby byly v souladu s moderními pokyny pro omezení PFC.

Návrh účinných napájecích obvodů nikdy nebyl snadný, nicméně v průběhu času dokázali vědci vyřešit většinu souvisejících problémů a zcela stejným způsobem jsou moderní návrhy SMPS také optimalizovány s nejlepšími možnými výsledky, díky vznikající regulační normy, které hrály důležitou roli při zavádění přísnějších kvalitativních parametrů pro moderní napájecí jednotky.

Pokyny PFC

Omezení kvality moderního napájení jsou stanovena agresivně, společně úsilím výrobců, dodavatelů a dalších příslušných řídících orgánů.

Z mnoha kvalitativních parametrů stanovených pro moderní konstrukce napájecích zdrojů je podle pravidel IEC 61000-3-2 deklarována jako povinný požadavek korekce účiníku (PFC), která je ve skutečnosti ve formě harmonického zrušení.

Z tohoto důvodu jsou návrháři nuceni čelit náročnějším výzvám při navrhování fází korekce účiníku ve svých návrzích napájecích zdrojů, aby splnili tyto přísné moderní zákony a napájecí zdroje jsou stále více a více impozantní svými specifikacemi a rozsahem použití, strukturováním správných obvodů PFC není pro mnoho výrobců v aréně jednodušší.

Prezentované výukové programy jsou speciálně věnovány všem sdružením a profesionálům, kteří se zabývají výrobou nebo návrh zpětného toku SMPS za to, že jim pomohou s nejideálnějšími návrhy a výpočty PFC podle jejich individuálních požadavků.

Diskuse obsažené v těchto cvičeních vám pomohou navrhnout obvody PFC i pro výrazně velké jednotky v rozsahu až 400 W, 0,75 A.

Čtenáři také získají příležitost seznámit se s výběrem jednostupňových izolovaných převaděčů, které zahrnují také ovladače LED. Výukový program a pokyny krok za krokem spolu s porovnáváním na úrovni systému budou osvíceny mnoha designéry aktivně zapojenými do oblasti výkonové elektroniky. jít s nejoptimálnějším přístupem pro jejich specifické aplikační potřeby

Cíl korekce účiníku

Optimalizace obvodu pro korekci účiníku v moderních jednotkách SMPS (spínaný napájecí zdroj) se mohla v nedávné minulosti vyvíjet díky příchodu řady pokročilých příslušných integrovaných obvodů (IC), které umožnily stanovit různé konstrukce PFC, které mají specifické provozní režimy a schopnost zvládat jednotlivé výzvy.

S nárůstem rozsahu topologií SMPS se v současnosti také zhoršila složitost navrhování a implementace PFC.

V prvním tutoriálu se naučíme, co se týče provozních detailů návrhu, které jsou většinou upřednostňovány opravami u jakýchkoli profesionálů.

Korekce účiníku v zásadě pomáhá optimalizovat vstupní proud v off-line napájecích zdrojích tak, aby byly schopny zvýšit skutečný výkon z dostupného síťového vstupu.

Podle běžného požadavku se musí daný elektrický spotřebič emulovat jako zátěž s čistým měrným odporem, takže mu umožňuje nulovou spotřebu jalového výkonu.

Tato podmínka má za následek generování téměř nulových vstupních harmonických proudů, jinými slovy umožňuje, aby byl spotřebovaný proud dokonale v souladu s fází se vstupním napájecím napětím, které je obvykle ve formě sinusové vlny.

Tento úspěch umožňuje zařízení spotřebovat „skutečnou energii“ ze sítě na nejoptimálnějších a nejúčinnějších úrovních, což má za následek minimalizaci plýtvání elektřinou a zvýšení její účinnosti.

Toto efektivní využití elektřiny pomáhá zařízení nejefektivněji se prezentovat také pro energetické společnosti a příslušné kapitálové vybavení procesu.

Výše uvedená funkce dále umožňuje, aby byla elektrická vedení zbavena harmonických a výsledného rušení napříč zařízeními v síti.

Kromě výše uvedených výhod zahrnuje PFC v moderních napájecích zdrojích také splnění regulačních požadavků stanovených v Evropě a Japonsku s normou IEC61000-3-2, které by měla splňovat všechna elektrická zařízení.

Výše uvedená podmínka byla regulována pro většinu elektronických spotřebičů, které mohou být podle standardů zařízení třídy D dimenzovány na více než 75 wattů nebo které jsou ještě vyšší, s uvedením nejvyšší amplitudy harmonických kmitočtů v rozsahu až 39. harmonické.

Kromě těchto standardů se PFC od roku 2008 používá také k zajištění dalších efektivností, jako je Energy Star 5.0 vital pro počítače a Energy Star 2.0 pro systémy napájení a televizory.

Definice účiníku

Korekci PFC nebo účiníku lze definovat jako poměr skutečného výkonu ke zdánlivému a vyjádřit jako:

PF = skutečný výkon / zdánlivý výkon, kde je skutečný výkon vyjádřen v
Watts, zatímco Zdánlivá síla je vyjádřena ve VA.

V tomto výrazu je skutečný výkon určen jako průměr okamžitého součinu proudu a napětí ve fázi nebo cyklu, zatímco zdánlivý výkon je považován za RMS hodnotu proudu krát napětí.

To naznačuje, že kdykoli jsou protějšky proudu a napětí sinusové a ve vzájemné fázi, výsledný účiník je 1,0.

Avšak za podmínek, kdy jsou proudové, napěťové parametry sinusové, ale ne ve fázi, vede k účiníku, který je kosinus fázového úhlu.

Výše popsané podmínky účiníku platí v případech, kdy jsou napětí i proud čisté sinusové vlny, ve spojení se situací, kdy je doprovodná zátěž tvořena odporovými, indukčními a kapacitními složkami, které mohou mít nelineární povahu, že se neupravuje pomocí parametrů vstupního proudu a napětí.

Topologie SMPS obvykle zavádějí nelineární impedanci do síťového vedení kvůli výše vysvětlenému původu jeho obvodů.

Jak SMPS funguje

Obvod SMPS v podstatě obsahuje usměrňovací stupeň na vstupu, kterým může být poloviční nebo plný vlnový usměrňovač a doplňkový filtrační kondenzátor pro udržování usměrněného napětí na něm na špičkovou úroveň sinusové vlny vstupního napájení až do doby, kdy dojde k dalšímu špičce objeví se sinusová vlna a opakuje nabíjecí cyklus tohoto kondenzátoru, což má za následek požadované špičkové konstantní napětí na něm.

Tento proces nabíjení kondenzátoru při každém špičkovém cyklu střídavého proudu vyžaduje, aby vstup musel být vybaven dostatečným proudem pro splnění spotřeby zátěže SMPS, mezi těmito špičkovými intervaly.

Cyklus je implementován rychlým vypuštěním velkého proudu do kondenzátoru, který je aplikován na zátěž vybíjením, dokud nedorazí další špičkový cyklus.

U tohoto nerovnoměrného schématu nabíjení a vybíjení se doporučuje, aby byl pulzní proud z kondenzátoru o 15% vyšší než průměrný požadavek zátěže.

Na výše uvedeném obrázku vidíme, že i přes značné množství zkreslení jsou parametry napětí a proudu zjevně ve vzájemné fázi.

Pokud však na výše uvedené použijeme výraz „kosmický úhel“, vedlo by to k nesprávnému závěru, pokud jde o to, že napájecí zdroj má účiník 1,0

Horní a dolní průběhy ukazují množství harmonického obsahu proudu.

Zde je „základní harmonický obsah“ indikován ve srovnání s amplitudou 100%, zatímco vyšší harmonické jsou uvedeny jako doplňková procenta základní amplitudy.

Avšak protože skutečný výkon je určen pouze základní složkou, zatímco ostatní doplňkové harmonické představují pouze zdánlivý výkon, skutečný účiník může být zcela pod 1,0.

Tuto odchylku nazýváme termínem faktor zkreslení, který je zásadně zodpovědný za vznik nejednotného výkonového faktoru v jednotkách SMPS.

Výraz pro skutečnou a zdánlivou sílu

Obecný výraz, který se zabývá spojením mezi skutečnou a zdánlivou silou, může být uveden následovně:

Kde cosΦ tvoří činitel posunutí vycházející z fázového úhlu Φ mezi průběhy proudu / napětí a cosΦ znamená činitel zkreslení.

S odkazem na níže uvedený diagram můžeme být svědky situace, která ukazuje dokonalou korekci účiníku.

Vidíme, že zde aktuální tvar vlny ideálně replikuje průběh napětí, protože oba zjevně běží ve fázi a ve vzájemné synchronizaci.

Proto zde lze předpokládat, že harmonické složky vstupního proudu jsou téměř nulové.

Korekce účiníku Vs Harmonická redukce

Při pohledu na dřívější ilustrace je zřejmé, že účiník a nízké harmonické fungují navzájem synchronizovaně.

Obecně se má za to, že pokud jsou stanoveny limity pro příslušné harmonické, může to pomoci omezit znečištění vstupního proudu v elektrických vedeních tím, že se eliminuje rušení rušivých proudů u ostatních zařízení v okolí.

Proto i když lze zpracování vstupního proudu označit jako „korekci účiníku“, výstupní velikost zjemnění si myslela, že toto zpracování je chápáno jako harmonický obsah podle mezinárodních pokynů.

Pro topologie SMPS je to obvykle prvek posunutí, který je přibližně v jednotě, což vede k následujícím vztahům mezi účinníkem a harmonickým zkreslením.

Ve výrazu THD představuje celkové harmonické zkreslení jako kvadratický součet škodlivých harmonických nad základním obsahem, vyjadřující relativní váhu přidruženého harmonického obsahu s odkazem na základní protějšek. Druhá rovnice spojuje absolutní hodnotu THD a ne v procentním podílu, což vyjadřuje, že THD musí být v podstatě nulový, aby se vytvořil jednotný PF.

Typy korekce účiníku

Charakteristika vstupní křivky na výše uvedeném obrázku demonstruje typický „aktivní“ typ korekce účiníku pro zařízení SMPS zavedené mezi konfiguraci vstupního usměrňovače a filtrační kondenzátor a prostřednictvím integrovaného obvodu PFC, který řídí řízení spolu s přidruženými obvody pro zajistit, aby vstupní proud soudržně sledoval průběh vstupního napětí.

Tento typ zpracování lze považovat za nejrozšířenější typ PFC používaný v moderních obvodech SMPS, jak je vidět na obrázku níže.

Z tohoto důvodu není v žádném případě povinné, aby se pro navrhovaný PFC používaly pouze „aktivní“ verze využívající integrované obvody a polovodiče, jinak je vítána jiná forma designu, která může zaručit přiměřené množství PFC pod stanovenými předpisy.

Bylo zjištěno, že ve skutečnosti jediný induktor nahrazující pozici „aktivního“ protějšku je schopen zcela uspokojivě odmítnout harmonické kmitočty řízením špiček a rovnoměrným rozdělováním proudu synchronně se vstupním napětím.

Pasivní PFC design

Tato forma pasivního řízení PFC by však mohla vyžadovat výrazně objemný induktor s železným jádrem, a proto ji lze použít pro aplikace, kde kompaktnost není zásadním požadavkem. (strana 12)

Pasivní jediný induktor by se mohl zdát rychlým řešením pro PFC, ale pro aplikace s vysokým příkonem by velikost mohla začít být nezajímavá kvůli neprakticky velkým rozměrům.

V níže uvedeném grafu jsme svědky vstupních charakteristik tří čísel 250 wattových variant PC SMPS, z nichž každý představuje aktuální tvar vlny při ekvivalentním měřítku.

Můžeme snadno vidět, že výsledek získaný z PFC založeného na pasivním induktoru je o 33% vyšší proudové špičky, než u aktivního protějšku PFC filtru.

I když to může být schopno vyhovět normám IEC61000-3-2, rozhodně to nebude na stejné úrovni s nedávným přísnějším pravidlem požadavku 0,9PF a selhala by úroveň přijatelnosti QC nastavená podle těchto nových standardů.

Základní blokové schéma

Vzhledem k pokračujícímu trendu na elektronickém trhu, kde vidíme růst nákladů na měď spolu s nárůstem procesu magnetických jader a zaváděním moderních, mnohem levnějších polovodičových materiálů, nebude překvapením, když si všimneme aktivního přístupu PFC stává se mimořádně populární než pasivní protějšek.

Lze si všimnout, že tento trend v nadcházející budoucnosti ještě zesílí, což pro mnoho designérů a výrobců SMPS představuje stále pokročilejší a vylepšené řešení PFC.

Porovnání harmonických vstupního vedení s normami IEC610003-2

Na obrázku níže vidíme stopy tří samostatných 250 Wattů PC SMPS výsledků s odkazem na omezení IEC6000-3-2. Uvedené omezení platí pro všechny gadgety třídy D, jako jsou počítače, televizory a jejich monitory.

Zobrazený limit obsahu harmonických je stanoven podle vstupního výkonu zařízení. U produktů souvisejících se světly, jako jsou světla LED, světla CFL, se běžně dodržují omezení třídy C, která jsou shodně stejná jako jejich limity příkonu.

Jiné nekonvenční elektronické výrobky shledávají svůj limit PFC úměrný vstupnímu minimu 600 wattů.

Podíváme-li se na pasivní stopu PFC, zjistíme, že je sotva ve shodě s nastaveným limitem omezení, jen taková situace typu touch and go (na harmonické č. 3)

Analýza pasivních funkcí PFC

Na následujícím obrázku vidíme klasický příklad pasivního PFC obvodu navrženého pro tradiční napájení PC. Pozoruhodná věc je zde spojení středního odbočky PFC induktoru se vstupním napětím vstupního vedení.

Zatímco v režimu výběru 220 V (spínač otevřený), jsou celé dvě části induktoru aplikovány se sítí usměrňovače fungující jako plný usměrňovací obvod můstku.

V režimu 110 V (spínač zavřený) se však využívá pouze 50% nebo polovina cívky prostřednictvím levé boční části cívky, která je implementována, zatímco usměrňovací část je nyní transformována na poloviční vlnovou část zdvojovače usměrňovače.

Vzhledem k tomu, že výběr 220 V je po generování plné vlny vázán na generování přibližně 330 V, vytváří vstup sběrnice pro SMPS a má možnost významně kolísat podle vstupního síťového napětí.

Příklad schématu zapojení

Ačkoli tento pasivní PFC design může vypadat docela jednoduše a působivě s jeho výkonem, může vykazovat několik významných nevýhod.

Spolu s objemnou povahou PFC jsou na prvním místě dvě další věci, které ovlivňují jeho výkon, zahrnutí mechanického spínače, který činí systém zranitelným vůči možné lidské chybě při provozu jednotky, a také související problémy s opotřebením.

Zadruhé, nestabilizované síťové napětí má za následek relativní neúčinnost v oblasti nákladové efektivity a přesnosti převodu stejnosměrného na stejnosměrný proud související s výstupem PFC.

Ovladače režimu kritického vedení (CrM)

Fáze regulátoru nazývaná režim kritického vedení, který se také nazývá přechodový režim nebo regulátor hraničního vedení (BCM), jsou konfigurace obvodů, které lze efektivně použít v aplikacích osvětlovací elektroniky. I když jsou díky své použitelnosti bezproblémové, jsou tyto ovladače relativně drahé.

Následující diagram 1-8 demonstruje normální design obvodu řídicí jednotky CrM.

Řadič CrM PFC bude mít obvykle výše uvedený druh obvodů, kterému lze porozumět pomocí následujících bodů:

Vstup stupně referenčního multiplikátoru přijímá vhodně dimenzovaný signál z přidruženého výstupu chybového zesilovače, který má nízkofrekvenční pól.

Druhý vstup multiplikátoru lze vidět odkazovaný se stabilizovaným stejnosměrným upnutým napětím extrahovaným ze vstupu usměrněného střídavého vedení.

Výsledný výstup z multiplikátoru je tedy součinem relativního DC z výstupu chybového zesilovače a referenčního signálu ve formě plných vln AC sinusových pulzů ze vstupu AC.

Tento výstup z multiplikačního stupně lze vidět také ve formě sinusových pulzů s plnou vlnou, ale odpovídajícím způsobem zmenšen v poměru s použitým chybovým signálem (faktorem zisku) jako referencí pro vstupní napětí.

Amplituda signálu tohoto zdroje je vhodně vylepšena, aby bylo možné implementovat správný specifikovaný průměrný výkon a zajistit správné regulované výstupní napětí.

Fáze, která je zodpovědná za zpracování proudové amplitudy, způsobí, že proud bude proudit v souladu s výstupním průběhem z multiplikátoru, nicméně lze očekávat, že amplituda signálu síťového proudu (po vyhlazení) bude poloviční oproti této referenci z multiplikačního stupně .

Zde lze operace obvodů pro tvarování proudu chápat takto:

S odkazem na výše uvedený diagram znamená Vref signál z multiplikačního stupně, který je dále přiváděn k jednomu z opamps komparátoru, jehož druhý vstup je odkazován na aktuální signál průběhu.

Na výkonovém spínači se proud přes induktor pomalu zvyšuje, dokud signál přes bočník nedosáhne úrovně Vref.

To nutí komparátor, aby změnil svůj výstup z On na OFF a vypnul napájení obvodu.

Jakmile k tomu dojde, napětí, které postupně nabíhalo přes induktor, začne pomalu klesat k nule a jakmile se dotkne nuly, výstup operační zesilovače se vrátí a znovu se zapne a cyklus pokračuje opakováním.

Jak název výše uvedené charakteristiky znamená, řídicí vzorec systému nikdy neumožňuje, aby proud induktoru střílel nad předem stanovenou mez napříč pokračujícími a diskontinuálními režimy přepínání.

Toto uspořádání pomáhá předvídat a vypočítat vztah mezi průměrnou špičkovou aktuální úrovní výsledného výstupu z operačního zesilovače. Vzhledem k tomu, že odezva je ve formě trojúhelníkových vln, znamená průměr průběhu přesně 50% skutečných vrcholů trojúhelníkových průběhů.

To znamená, že výsledná průměrná hodnota aktuálního signálu trojúhelníkových vln by byla = Indukční proud x R smysl nebo jednoduše vložena polovina přednastavené referenční úrovně (Vref) operačního zesilovače.

Frekvence regulátorů využívajících výše uvedený princip bude záviset na síťovém napětí a zatěžovacím proudu. Frekvence může být při vyšších síťových napětích mnohem vyšší a může se lišit, jak se mění linkový vstup.

Režim kritické vodivosti s frekvenční kleštěmi (FCCrM)

Navzdory své popularitě v různých aplikacích řízení průmyslového napájení PFC, výše vysvětlený řadič CrM obsahuje některé inherentní nevýhody.

Hlavní chybou tohoto typu aktivního řízení PFC je jeho frekvenční nestabilita s ohledem na podmínky vedení a zátěže, která ukazuje nárůst frekvence s lehčími zátěžemi a vyššími síťovými napětími a také pokaždé, když se vstupní sinusová vlna blíží přechodu nuly.

Pokud dojde k pokusu o nápravu tohoto problému přidáním frekvenční kleště, bude výsledkem výstup se zkresleným průběhem proudu, což se jeví jako nevyhnutelné vzhledem k tomu, že „Ton“ zůstává pro tento postup neupravený.

Vývoj alternativní techniky však pomáhá dosáhnout skutečné korekce účiníku i v diskontinuálním režimu (DCM). Princip činnosti lze studovat na obrázku níže as přiloženými rovnicemi.

S odkazem na výše uvedený diagram lze špičkový proud cívky vyhodnotit řešením:

Průměrný proud cívky s odkazem na spínací cyklus (který se navíc předpokládá jako okamžitý síťový proud pro daný spínací cyklus, vzhledem k tomu, že spínací frekvence je obvykle vyšší než frekvence sítě, na které dochází ke změnám síťového napětí ), je vyjádřen vzorcem:

Kombinace výše uvedeného vztahu a zjednodušení termínů poskytuje následující:

Výše uvedený výraz jasně naznačuje a naznačuje, že v případě, že je implementována metoda, ve které se algoritmus stará o udržení ton.tcycle / Tsw na konstantní úrovni, umožnilo by nám to dosáhnout sinusového liniového proudu s jednotkovým výkonovým faktorem i v nespojitých provozní režim.

Ačkoli výše uvedené úvahy odhalují některé výrazné výhody pro navrhovanou techniku ​​řadiče DCM, nezdá se, že by to byla ideální volba kvůli souvisejícím vysokým špičkovým proudovým hladinám, jak ukazuje následující tabulka:

Aby bylo možné dosáhnout ideálních podmínek PFC, rozumným přístupem by bylo zavedení podmínky, kdy jsou režimy operací DCM a Crm sloučeny, aby se z těchto dvou protějšků dojilo to nejlepší.

Proto když podmínky zátěže nejsou těžké a CrM běží na vysoké frekvenci, obvod přejde do provozního režimu DCM, a v případě, že je proud zátěže vysoký, může Crm podmínka přetrvávat, aby proudové špičky fungovaly nemají tendenci překračovat nežádoucí vysoké limity.

Tento druh optimalizace ve dvou navrhovaných režimech řízení lze nejlépe vizualizovat na následujícím obrázku, kde jsou výhody obou režimů řízení sloučeny pro dosažení nejžádanějších řešení.

Pokračuje v režimu vedení

Režim kontinuálního vedení PFC by se mohl stát docela populárním u návrhů SMPS kvůli jejich flexibilní aplikační funkci a rozsahu a souvisejícím výhodám.

V tomto režimu je aktuální špičkové napětí udržováno na nižší úrovni, což má za následek minimalizaci spínacích ztrát v rámci příslušných komponent, a navíc je zvlnění vstupu vykreslen na minimální úrovni s relativně konstantní frekvencí, což zase umožňuje mnohem jednodušší proces vyhlazování stejný.
Následující atributy spojené s typem CCM PFC je třeba probrat trochu komplikovaněji.

Vrms2 Control

Jedním z nejdůležitějších atributů s většinou univerzálně používaným designem PFC je referenční signál, který musí být stepní imitací usměrněného vstupního volage.

Tento minimalizovaný usměrněný ekvivalent vstupního napětí je nakonec aplikován v obvodu pro tvarování správného tvaru vlny pro výstupní proud.

Jak bylo diskutováno výše, pro tuto operaci se obvykle používá stupeň multiplikátoru, ale jak víme, může být stupeň multiplikátoru obvodu relativně méně nákladově efektivní než tradiční multiplikátorový systém twn-input.

Klasické ukázkové rozložení, které je vidět na obrázku níže, což ukazuje přístup PFC v nepřetržitém režimu.

Jak je vidět, zde je spouštěcí převodník spouštěn pomocí PWM s průměrným proudovým režimem, který je odpovědný za dimenzování indukčního proudu (vstupní proud pro převodník), s odkazem na signál příkazového proudu, V (i) , což lze považovat za zmenšený ekvivalent vstupního napětí V (in) k podílu VDIV.

To je realizováno dělením signálu chybového napětí druhou mocninou vstupního signálu napětí (vyhlazeno kondenzátorem Cf, aby se vytvořil zjednodušený faktor škálování s odkazem na úroveň vstupního napětí).

Ačkoli vám může připadat trochu trapné vidět, jak je chybový signál dělen druhou mocninou vstupního napětí, důvodem tohoto opatření je vytvoření smyčkového zisku (nebo přechodné závislé reakce), který nemusí být založen na vstupním napětí spouštění.

Druhá mocnina napětí na jmenovateli se neutralizuje hodnotou Vsin spolu s přenosovou funkcí řízení PWM (proporcionalita aktuálního sklonu grafu induktoru se vstupním napětím).

Nevýhodou této formy PFC je však flexibilita multiplikátoru, což nutí tuto fázi být trochu nadměrně navržena, zejména v oblastech manipulace s výkonem obvodu, takže udržuje i ty nejhorší scénáře rozptylu energie.

Průměrný proudový režim

Na výše uvedeném obrázku vidíme, jak referenční signál produkovaný z multiplikátoru V (i) znamená tvar křivky a rozsah škálování vstupního proudu PFC.

Uvedený stupeň PWM je odpovědný za zajištění průměrného vstupního proudu na stejné úrovni jako referenční hodnota. Postup je prováděn prostřednictvím stupně regulátoru průměrného proudu, jak je vidět na obrázku níže.

Řízení režimu průměrného proudu je v zásadě nakonfigurováno tak, aby regulovalo průměrný proud (vstup / výstup) s odkazem na řídicí signál Icp, který je zase vytvořen použitím nízkofrekvenční stejnosměrné smyčky přes obvod obvodu chybového zesilovače, a to není nic jiného než ekvivalentní proud odpovídající signálu Vi, který je zobrazen na předchozím obrázku.

Zesilovač fázového proudu funguje jako integrátor proudu i jako chybový zesilovač, aby reguloval tvar tvaru vlny, zatímco Icp signál, který je generován přes Rcp, je odpovědný za provádění řízení stejnosměrného vstupního napětí.

Aby byla zajištěna lineární odezva od proudového zesilovače, musí být jeho vstup podobný, což znamená, že potenciální rozdíl generovaný napříč R (zkrat) musí být podobný napětí generovanému kolem Rcp, protože nemůžeme mít DC přes neinvertující rezistorový vstup proudového zesilovače.

Výstup generovaný proudovým zesilovačem má být „nízkofrekvenční“ chybový signál v závislosti na průměrném proudu bočníku, stejně jako na signálu z Isp.

Nyní oscilátor generuje pilovitý signál, který se používá k porovnání výše uvedeného signálu s ním, stejně jako u návrhu řízení napěťového režimu.

To má za následek vytvoření PWM určených porovnáním výše zmíněných dvou signálů.

Pokročilá řešení PFC

Různé metody ovládacích prvků PFC, jak jsou popsány výše (CrM, CCM, DCM) a jejich varianty, poskytují konstruktérům různé možnosti konfigurace obvodů PFC.

Navzdory těmto možnostem však důsledné hledání dosažení lepších a pokročilejších modulů z hlediska efektivity umožnilo diagnostikovat sofistikovanější návrhy pro tyto aplikace.

Budeme o tom diskutovat více, protože tento článek je aktualizován nejnovějšími informacemi o tomto tématu.